Для авторов
Найти
Результаты поиска
Найдено результатов: 7.
-
ДИСКРЕТНО-АНАЛОГОВЫЙ ФИЛЬТР ВТОРОГО ПОРЯДКА НА ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ КОНДЕНСАТОРАХ С ПЕРЕСТРОЙКОЙ ЧАСТОТЫ ПОЛЮСА ЦИФРОВЫМ ПОТЕНЦИОМЕТРОМ
Д.Ю. Денисенко , Н.Н. Прокопенко , Ю.И. Иванов , Д.В. Кузнецов179-1892025-11-10Аннотация ▼Разработан и исследован дискретно-аналоговый фильтр второго порядка на двух частотозадающих конденсаторах. Предлагаемая схема содержит два входа (In_LPF_HPF, In_BPF_NPF) и четыре выхода (Out_LPF, Out_BPF, Out_HPF, Out_NPF). Тип фильтра (числитель передаточной функции) определяется путем подключения к соответствующему входу схемы источника сигнала и съема сигнала с соответствующего выхода. Затухание полюса зависит от сопротивления одного резистора R5, который не влияет на другие параметры. Поэтому затухание полюса может перестраиваться с помощью этого резистора. Для установления коэффициента передачи в полосе пропускания на заданном уровне в ФНЧ и ФВЧ целесообразно использовать резистор R1, а для ПФ и РФ – резистор R2. Изменение данных резисторов не будет вызывать изменения других параметров схемы фильтра. Установлено, что частота полюса зависит от сопротивления резистора R8 или цифрового потенциометра , коэффициент передачи которого может изменяться путем изменения двоичного цифрового кода , подаваемого на его управляющие входы, а остальные параметры звена фильтра от них не зависят, поэтому путем изменения сопротивления этого резистора или коэффициента передачи цифрового потенциометра частота полюса может перестраиваться в широком диапазоне при сохранении других параметров. Компьютерное моделирование исследуемого дискретно-аналогового фильтра выполнено в среде Micro-Cap. Приведены последовательности импульсов, управляющих электронными ключами. Показаны графики выходных напряжений на выходах схемы (Out_LPF, Out_BPF, Out_HPF, Out_NPF). Применение цифрового потенциометра в схеме фильтра крайне перспективно при построении адаптивных систем обработки сигналов
-
SIGЕ BICMOS ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ ВЫСОКОТЕМПЕРАТУРНЫХ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
А.А. Жук , Д. В. Клейменкин , Н.Н. Прокопенко143-1592025-11-10Аннотация ▼Разработка и проектирование кремний-германиевых (SiGe) аналоговых функциональных узлов (операционных усилителей, выходных каскадов, и др.) является одной из актуальных задач в современной микроэлектронике. Применение совмещенного технологического процесса SiGe BiCMOS позволяет объединять в единой интегральной схеме преимущества комплементарных КМОП-транзисторов (низкое энергопотребление и высокая плотность интеграции) и биполярных транзисторов с гетеропереходом (HBT) n-p-n типа (способность работать на высоких частотах, низкое энергопотребление и, как следствие, малое собственное тепловыделение, большой коэффициент усиления, высокое быстродействие, повышенная надежность, относительно низкая стоимость). Для создания микромощной аналоговой компонентной базы, работающей при воздействии высоких температур (до + 250 градусов цельсия), необходима разработка специальных SiGe BiCMOS схемотехнических решений, учитывающих ограничения технологического процесса на использование определенных видов транзисторов. Исследуется 4 модификации буферных усилителей для применения в качестве выходных каскадов операционных усилителей, которые ориентированы на SiGe BiCMOS технологический процесс. Разработана программа каталогизации и визуализации рассмотренных схем, которые отличаются друг от друга величинами входных и выходных сопротивлений, статическим токопотреблением, схемотехникой цепей установления статического режима, максимальными амплитудами положительного и отрицательного выходных напряжений и т.п. Приведены примеры компьютерного моделирования статических режимов и амплитудных характеристик в среде проектирования электроники и микроэлектроники Cadence при двух температурах + 27 oC и + 250 oC. Предлагаемые схемотехнические решения рекомендуются для практического использования в микроэлектронных устройствах, работающих в условиях повышенных температур
-
ОСОБЕННОСТИ СХЕМОТЕХНИКИ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НА КОМПЛЕМЕНТАРНЫХ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ С УПРАВЛЯЮЩИМ PN-ПЕРЕХОДОМ
Н.Н. Прокопенко , В.Е. Чумаков , А.В. Бугакова , А.Е. Титов126-1352025-08-01Аннотация ▼Систематическая составляющая напряжения смещения нуля (Uсм) двухкаскадных
BJT и CMOS операционных усилителей (ОУ) с классической архитектурой существенно
зависит от численных значений (отличия от единицы) коэффициента передачи по току
(Ki≈1) применяемых токовых зеркал (ТЗ). На данный параметр ТЗ оказывает также влия-
ние напряжения Эрли их доминирующих активных компонентов. Поэтому, токовые JFET
зеркала являются сегодня слабым звеном в современной JFET аналоговой схемотехнике и
их нецелесообразно применять в структуре JFET ОУ. В статье поставлена и решена зада-
ча об условиях исключения ТЗ в ОУ на основе полевых транзисторов с управляющим pn-
переходом для случая, когда необходимо получить малое значение Uсм. Предлагаются вари-
анты практических схем входных (ВК) и промежуточных (ПК) каскадов микроэлектрон-
ных операционных усилителей на комплементарных полевых транзисторах с управляющим
pn-переходом (CJFET). Их основная особенность – отсутствие токового зеркала, которое
при реализации на CJFET отрицательно влияет на основные параметры ОУ по система-
тической составляющей напряжения смещения нуля, коэффициентам ослабления входного
синфазного сигнала и подавления помех по шинам питания. В этой связи перспективны
схемы ВК и ПК, которые не используют данный CJFET функциональный узел. Приведены
схемы операционных усилители на основе разработанных ВК с разомкнутым коэффициен-
том усиления более 80 дБ и систематической составляющей напряжения смещения нуля в пределах 300мкВ при малом токопотреблении в статическом режиме. Актуальность вы-
полненных исследований заключается в необходимости развития теории проектирования
высокоточных JFET и CJFET IP-модулей для применения в структурах малошумящих ана-
логовых интерфейсов датчиков различных физических величин, в том числе работающих в
тяжелых условиях эксплуатации (воздействие низких температур и радиации). Предла-
гаемые схемы могут быть реализованы на широкозонных полупроводников (SiC JFET,
GaN JFET или GaAs JFET). -
СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ВЫСОКОТЕМПЕРАТУРНЫХ АНАЛОГОВЫХ МИКРОСХЕМ НА GAN И GAAS ТРАНЗИСТОРАХ
А.В. Бугакова , Н.Н. Прокопенко , Д.В. Клейменкин , О.В. Дворников , В.А. Чеховский2024-05-28Аннотация ▼Высокотемпературные интегральные микросхемы (ИМС), сохраняющие работоспособ-
ность при температуре более 150°С, требуются во многих областях промышленности, например,
в аэрокосмическом, авиационном и автомобильном приборостроении, нефтехимической промыш-
ленности, электроэнергетике, электронике военного назначения. В настоящее время зарубежные
предприятия серийно выпускают несколько высокотемпературных аналоговых и аналого-
цифровых ИМС на основе кремниевых КМОП КНИ структур – ADS1278-HT, ADS1282-HT,
ADS8320-HT, INA129-HT, INA333-HT, OPA2333-HT и др. В Российской Федерации также разра-
ботаны высокотемпературные кремниевые операционные усилители и АЦП. Однако максималь-
ная рабочая температура таких изделий не превышает 200°С из-за наличия ограничений кремние-
вых технологий. По указанной причине в качестве полупроводников, предназначенных для высоко-
температурных ИМС, чаще всего рассматриваются широкозонные, такие как карбид кремния
(SiC), нитрид (GaN) и арсенид галлия (GaAs), которые обеспечивают ряд характеристик, необхо-
димых для высокотемпературных применений: широкую запрещенную зону, высокую скорость
насыщения носителей заряда и низкую концентрацию собственных носителей заряда. В статье представлен аналитический обзор проблем разработки высокотемпературных GaN и GaAs мик-
росхем. Рассмотрены особенности вольтамперных характеристик GaN и GaAs полевых транзи-
сторов, работающих в режиме обеднения и обогащения, электрические схемы типовых аналого-
вых устройств (зарядочувствительных и операционных усилителей, компараторов, повторителей
тока) и цифровых вентилей. Сделан вывод о том, что схемотехнический синтез GaAs аналоговых
микросхем целесообразно выполнять на полевых транзисторах с каналом n-типа, работающих в
режиме обеднения, и p-n-p гетероструктурных биполярных транзисторах. Приведены примеры
таких схем. Актуальность вышеназванных исследований связана с проблемами импортозамеще-
ния микросхем на широкозонных полупроводниках (GaN, GaAs), обеспечивающих широкий диапазон
рабочих температур (свыше +150°С). -
СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ ДВУХ- И ОДНОКАСКАДНЫХ BJT-JFET ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
О.В. Дворников , В. А. Чеховский , А.В. Кунц , Н. Н. Прокопенко , В.Е. Чумаков2023-10-23Аннотация ▼Рассмотрены операционные усилители с разным количеством усилительных каска-
дов, реализованные на комплементарных биполярных транзисторах и входных полевых
транзисторах, с управляющим p-n-переходом. Для элементов базового матричного кри-
сталла МН2ХА031 приведены оригинальные электрические схемы трех вариантов усили-
телей (OAmp11.3, OAmp12, OAmp14), содержащих одинаковый блок смещения статическо-
го режима и выходной каскад. Схема OApm11.3 содержит входной дифференциальный
каскад в виде «перегнутого» каскода на p-JFET и промежуточный усилительный каскад на
биполярных транзисторах. Операционный усилитель OAmp12 включает входной сдвоенный
истоковый повторитель на p-JFET и «перегнутый» каскод на комплементарных биполяр-
ных транзисторах. Схема ОAmp14 реализована на основе сдвоенных истоковых повтори-
телях на p-JFET и высокоточном преобразователе напряжение-ток на комплементарных
биполярных транзисторах в промежуточных каскадах. Представленные электрические
схемы характеризуются малым напряжением смещения нуля, сравнительно большим ко-
эффициентом усиления по напряжению и могут использоваться для применения в аппара-
туре специального и двойного назначения. При проектировании ОУ на базовом матричном
кристалле МН2ХА031 проводился поиск компромиссного сочетания входного тока, уровня
шумов и коэффициента усиления по напряжению, причем особое внимание уделялось выбо-
ру режима работы входных JFET. Исследованы возможности создания схем с одним уси-
лительным каскадом, которые обычно обеспечивают меньший уровень шумов, простую
частотную коррекцию и большую полосу пропускания. Для адекватного сравнения разра-
ботанных усилителей выполнено моделирование их статических и динамических парамет-
ров при одинаковом рабочем режиме идентичных по назначению схемных элементов, что
позволило сформулировать рекомендации по схемотехническому синтезу операционных
усилителей в зависимости от требуемого сочетания параметров. При оптимизации ре-
жима работы транзисторов «перегнутого» каскода с входными JFET были использованы
рекомендации, заключающиеся в необходимости увеличения крутизны входных JFET тран-
зисторов и падения напряжения на эмиттерных резисторах источников опорного тока. -
СХЕМОТЕХНИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ БЫСТРОДЕЙСТВИЯ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НА ОСНОВЕ «ПЕРЕГНУТОГО» КАСКОДА
Н. Н. Прокопенко , Д.В. Клейменкин , М.А. Сергеенко2023-06-07Аннотация ▼Предлагаются три схемотехнических приема, обеспечивающих (при одновременном
использовании) повышение более чем на два порядка максимальной скорости нарастания
выходного напряжения (SR) микроэлектронных операционных усилителей (ОУ) на биполяр-
ных транзисторах с классической архитектурой, предназначенных для работы в системах
автоматического управления, радиотехники и связи, например, в качестве драйверов
сверхбыстродействующих аналого-цифровых преобразователей (EVIOAS150, EVIOAS350,
AD9208, AD9691, 1273ПВ14 и др.). Рассматриваемые ОУ содержат каскодный входной
каскад с нелинейной коррекцией проходной характеристики и цепью следящей связи, повы-
шающей коэффициент ослабления входных синфазных сигналов и коэффициент подавления
помех по шинам питания, а также промежуточный каскад на основе «перегнутого» кас-
кода. Применение «перегнутого» каскода позволяет повысить эффективность использо-
вания напряжений источников питания, а также увеличить частоту единичного усиления
скорректированного ОУ. Однако, такой промежуточный каскад является существенным
нелинейным звеном, ограничивающим максимальные выходные токи, перезаряжающие
корректирующий конденсатор ОУ. Приводятся результаты компьютерного моделирова-
ния двух модификаций ОУ AmpSR1, AmpSR2, отличающихся друг от друга структурой
нелинейного параллельного канала, устраняющего динамическую перегрузку «перегнутого»каскода. Актуальность выполненных исследований связана с проблемами импортозамеще-
ния в классе быстродействующих ОУ и отсутствием у дизайнеров аналоговых схем новых
и перспективных идей повышения SR ОУ, базирующихся на одновременном использовании
нелинейных и дифференцирующих цепей коррекции переходного процесса в режиме большо-
го сигнала. Рассмотренные схемотехнические приемы эффективны и при использовании
CMOS технологических процессов. -
СЕМЕЙСТВО АКТИВНЫХ RC-ФИЛЬТРОВ ВТОРОГО ПОРЯДКА (ФНЧ, ФВЧ, ПФ) С НЕЗАВИСИМОЙ ПОДСТРОЙКОЙ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ
Д. Ю. Денисенко , Ю.И. Иванов , Н. Н. Прокопенко2023-02-27Аннотация ▼Рассматривается банк схемотехнических решений активных RC-фильтров второго
порядка – фильтр нижних частот, фильтр верхних частот и полосовые фильтры, в кото-
рых обеспечивается независимая настройка основных параметров - частоты полюса, доб-
ротности полюса и коэффициента передачи. С этих позиций сформулированы требования
к трем специальным передаточным функциям многополюсника частотозадающей RC-
цепи, которая содержит два резистора и два конденсатора. С помощью выбора коэффи-
циентов числителя первой передаточной функции реализуется тип необходимого фильтра
(ФНЧ, ФВЧ, ПФ). Коэффициенты второй передаточной функции выбираются таким об-
разом, чтобы они влияли только на частоту полюса. Следует отметить, что в зависимо-
сти от набора коэффициентов полинома числителя передаточной функции, разработан-
ные схемы обладают свойством понижения частоты полюса или повышения частоты
полюса. При этом выбор параметров третьей передаточной функции обеспечивает необ-
ходимое затухание полюса. В введении приведено описание обобщенной архитектуры
звеньев активных RC-фильтров второго порядка, которая позволяет реализовать алго-
ритм поэтапной настройки основных параметров и может быть положена в основу син-
теза многих других модификаций активных RC-фильтров. Для корректной независимой
настройки должна соблюдаться следующая последовательность: частота полюса, вто-
рым этапом идёт настройка добротности полюса, и третьим этапом ˗ масштабный
коэффициент передачи. Рассмотрены этапы синтеза данного класса активных
RC-фильтров, приведены коэффициенты передаточных функций представленных схем 12
полосовых фильтров, фильтра верхний частот и фильтра нижних частот подтвержден-
ные 14 патентами РФ.
1 - 7 из 7 результатов
